0 引言
近年来，随着消费电子的迅猛发展，对高效、稳定、低成本开关电源的需求也越来越大。作为开关电源的频率源，振荡器不仅影响着芯片的控制时序，同时也对系统的频率响应、转换效率等性能产生重要影响。因此，高精度、低成本、高稳定性成为片内振荡器的基本设计要求。RC振荡器由于成本低廉、便于集成等诸多优点被广泛应用于DC-DC电源管理芯片中。然而，RC振荡器输出频率受工艺、温度、电源电压等因素影响较大[1]，因此，如何保证时钟频率的稳定性，成为片内振荡器面临的主要挑战。
针对RC振荡器频率漂移大的问题，本文提出了针对温度和工艺的补偿方案，设计了一款带温度补偿和电容修调的张弛振荡器。振荡器内部集成带隙基准结构，为振荡器提供零温度系数的基准电压，利用基准电压在正温度系数电阻上产生负温度系数的电流，与热电流(Proportional To Absolute Temperature，PTAT)相互叠加，实现对充放电电流的温度补偿。考虑到工艺偏差对中心频率的影响，本设计特别加入了电容修调网络，从而保证当工艺角变化时振荡器中心频率保持稳定。
1 张弛振荡器结构及工作原理
张弛振荡器是利用MOS管、比较器或触发器等开关器件来控制充放电支路的导通或断开，从而来控制电容的充放电。电容上电压的变化又会改变后续控制反馈电路的状态，从而实现周期性振荡[2]。本文采用的张弛振荡器结构如图1所示，其工作原理如下：假设初始时刻CLK=0，S1=1，S2=0，开关1导通，开关2断开，电流I2对电容C2进行充电，当电容C2上电压等于门限电压Vr时，比较器2输出翻转为1，SR锁存器复位，S1=0，CLK=1；此时，开关2导通，开关1断开，电流I1对电容C1进行充电，当电容C1上电压等于门限电压Vr时，比较器1输出翻转为1，SR锁存器置数，S1=1，CLK=0。这样往复循环，CLK端输出周期性方波信号。
CLK由1翻转为0时，电容上存储的电荷量为：
其中I1、C1均为恒量，对上式进行积分运算可得：
同法可得，时钟低电平持续时间为：
时钟周期为：
本设计取I1=I2=I，C1=C2=C，因此时钟占空比为50%，时钟频率为：
式(5)中的3个变量I、C、Vr共同影响着振荡器的输出频率。为了减小振荡器的温度漂移，门限电压Vr由带隙基准产生，通过温度补偿将充电电流I设计成与温度无关。由于只利用了电容的充电时间，比较器延时产生的影响被极大削弱。此外，电容C的正温度特性以及逻辑控制电路的传输延时对振荡器频率也会产生影响，但相比之下影响较弱，因此不做特别考虑。
2 电路的具体实现
图2所示是振荡器的具体实现电路图，由基准电压源电路、基准电流源电路、张弛振荡电路以及对电容的数字修调网络4个部分组成。
2.1 电压和电流基准源电路
基于带隙基准的电压和电流基准电路如图3所示。系统上电阶段，P7管、R0支路首先导通，产生的自偏置电流镜像到P6管支路，从而为三极管Q2提供启动电流，使带隙基准电路摆脱简并态，开始工作。带隙基准电路正常工作后，P8管导通，P7管栅极被拉高，启动电路关闭。
三极管Q1、Q2的发射结面积之比为8：1，则三极管集电极电流公式如下[3]：
P1、P2管组成的电流镜使得IC1=IC2=IC，电阻R1上的电压为：
式（6）、式（7）、式（8）联立，可解得：
三极管Q1、Q2的基极电压为：
由于三极管的基极—发射极电压VBE具有典型的负温度系数，VT温度系数为正，将R1、R2设置成合适的比例，即可得到零温度系数的电压作为振荡器的基准电压源。其中，N2管作为简单的负反馈结构，进一步稳定基准电压。
对电流进行温度补偿的基本思想是：将两路温度系数相反的电流叠加，通过调整两路电流的比例，得到零温度系数的基准电流[4]。方便起见，正温度系数电流直接利用带隙基准结构中的PTAT电流，即IC，具体如式(9)所示。负温度系数的电流由图3中的高增益运放、N1管以及电阻R5产生。带隙结构产生的基准电压Vr2，通过AMP和N1管的反馈作用，在正温度系数的电阻R5上产生一路电流，该电流表现出典型的负温度特性，可用于对电流进行温度补偿，具体公式如下：
将这两路相反温度系数的电流进行叠加，可得到温度补偿后的充放电电流为：
热电压温度系数
电阻R5的温度系数为2.477×10-3，由式（12）可知，通过调整正负两路电流的系数，可以得到零温度系数的充放电电流。
2.2 电容修调网络
由于存在工艺偏差，不同工艺角条件下得到的振荡器频率与目标频率必然存在一定的偏差，例如，本设计在FF工艺角下频率漂移为+42.8%，在SS工艺角下频率漂移为-25.8%，如此大的工艺偏差显然无法满足系统对时钟稳定性的要求，因此需要增加数字修调网络对工艺漂移进行补偿。由式（5）可得，要想调整振荡器频率，可以对电容C、电流I以及比较器门限电压Vr 3个变量进行调节。比较器门限电压Vr由带隙基准产生，无法修调，因此数字修调网络一般对充放电电流I和电容C进行修调，从而达到频率修调的作用。对充放电电流进行修调的话会增大振荡器功耗[5]，因此本文选择对电容进行数字修调。本设计时钟频率较高(1 MHz)，充放电电容相对较小，因此电容修调网络所占用芯片面积并不是很大，工程应用中这种修调方法可以被接受。
图4所示是对电容进行数字修调的电路实现。数字修调信号一共有6位，每一位控制一个开关，修调开关全部采用NMOS管，为“1”时导通，“0”时关断。初始修调数据为100 000，当闭合更多的开关时，电容增大，时钟频率减小，反之时钟频率增大。
3 仿真结果与分析
采用0.18 ?滋m BCD（Bipolar-CMOS-DMOS）工艺的器件模型参数，用Hspice软件对所设计的电路进行仿真。在TT工艺角下，Vcc=5 V时，基准电压和基准电流的温度特性仿真结果如图5所示。结果表明，温度由-40 ℃～125 ℃变化时，基准电压变化仅为1.81 mV，温度系数为8.7×10-6/℃；基准电流变化为41.8 nA，温度漂移仅为1.22%；振荡器输出频率的温度漂移在0.8%以内，温度补偿效果显著。
表1列出了25 ℃、Vcc=5 V时，3个工艺角下对电容进行修调前后的输出频率对比。其中，初始修调数据为100 000，未对电容进行修调时，FF和SS工艺角输出频率相对目标频率偏差高达42.37%。对各工艺角进行修调后，输出中心频率均能达到1 MHz，最大偏差降低至1.23%以内，振荡器频率随工艺的漂移被显著降低。
4 结束语
针对片内CMOS振荡器频率容易受温度、工艺偏差影响的问题，提出了一种对温度和工艺的补偿方案。基准电压在正温度电阻上产生一路负温度系数的电流，将其与带隙基准产生的PTAT电流进行叠加实现对电流的温度补偿；采用数字修调网络对电容进行修调，从而降低振荡器频率的工艺漂移。仿真结果表明：典型工作条件下，振荡器中心频率为1 MHz，占空比为50%；当温度在-40 ℃～125 ℃范围内变化时，振荡器输出频率漂移仅为0.8%；对电容进行数字修调后，在3种不同的工艺角下，输出频率漂移在1.23%以内。该振荡器对温度和工艺偏差不敏感，稳定性良好，已成功应用于一款DC/DC电源管理芯片。
参考文献
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[2] 陈崴，施隆照.一种基于CMOS工艺的高精度片内振荡器的设计[J].中国集成电路，2011(11)：44-48.
[3] 康华光.电子技术基础 模拟部分(第五版)[J].北京：高等教育出版社，2006.
[4] 李波，吕坚，蒋亚东.一种基于0.5 ?滋m CMOS工艺的补偿型电流控制振荡器设计[J].电子器件，2009(1)：49-52.
[5] Urs Denier.Analysis and design of an ultralow-powerCMOS relaxation oscillator[J].IEEE Transactions On Circuits And Systems—I：Regular Papers，2010，57(8)：1973-1982.
[6] 毕查德拉扎维著.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿，译.西安：西安交通大学出版社，2003.
