0 引言
高性能的带隙基准源能够提供与电源电压、温度以及工艺等外界参数无关的基准电压电流量，因此带隙基准源被广泛应用在存储器、A/D转化器、振荡器、电源管理芯片等现代数模混合电路中[1]。然而传统带隙基准源的温度系数只能做到2×10-5/℃～5×10-5/℃内，直接影响到芯片甚至整个电路系统性能的提高。为此，人们提出了多种温度补偿方法，但是传统的温度补偿方法只对基准电压的低阶温度分量做了一次修正，温度系数无法做到很小[2]。本文设计了一种带隙基准源分段线性补偿改进方法，在整个温度区域内对基准电压的高阶温度分量分7段进行精确曲率补偿，达到了高精度、低温漂、高可靠性的要求。
1 分段线性补偿原理及改进方法
1.1 带隙基准电压源原理
传统带隙基准电压源如图1所示。其中，R1=R2，Q1和Q2为发射结面积之比为1：n的NPN管。由于理想运算放大器的“虚短”和“虚断”特性，使得X点的电位被钳制到Y点电位上。有：
欲基准电压的温度系数为零，即：
1.2 分段线性补偿方法分析
由于带隙基准核中VBE具有温度非线性，其特性曲线一般为开口向下的抛物线[5]。传统的分段线性补偿电路只能在低温或高温段进行一次曲率补偿，基准电压的温度系数并不能得到有效降低。
本文采用微元分割思想设计了一款改进型分段线性补偿电路，原理拓扑如图2所示。为了对呈开口向下抛物线形状的带隙基准电压进行高精度曲率修正，设计了6个温度斜率可控的线性补偿电流源，通过补偿电阻作用叠加到带隙基准电压上，实现在整个温度范围内分7段对基准电压进行高精度分段曲率修正。
2 本文提出的改进型分段线性补偿电路
2.1 本文提出的改进型分段线性补偿方法实现电路
本文提出的改进型分段线性补偿方法实现电路如图3所示。其中低温补偿电路comp1～3采用以VBE基准自偏置电路[6]构成的负温度系数(Complementary To Absolute Temperature，CTAT)电流源与正温度系数(Proportional To Absolute Temperature，PTAT)偏置电流进行求差，以实现低温段温度曲率可控的CTAT电流源。其中，低温补偿电路comp1是由M52、M54、R13和Q10组成、以VBE10为基准自偏置的CTAT电流源，M52的漏极电流为：
由于VBE具有负温度系数，因此IM52为CTAT电流。为了实现对温度曲率的可控，M48、M50和M51组成电流镜以实现CTAT电流与PTAT偏置电流求差。根据KCL可得：
式中，k1和α由M48、M50和M51的宽长比决定，通过调整管子的宽长比可以控制Icomp1的斜率。
低温补偿电路comp1工作过程如下：当温度小于低温临界温度T时，具有负温度系数的IM52大于正温度系数的IPTAT，其差值Icomp1大于零且具有斜率可控的负温度系数。随着温度的升高，IM52减小，IPTAT增大，当到达临界温度T时，两者相等，M51管进入线性区截止，低温补偿电路comp1停止工作。低温补偿电路comp2～3采用和comp1相同电路架构，通过设置comp2～3中补偿电流镜的宽长比和电阻值，可以控制补偿电流的温度斜率，低温段分段线性补偿电路如图4所示。
高温补偿电路comp4～6采用PTAT偏置电流与CTAT电流求差，以实现温度斜率可控的PTAT补偿电流源。其中高温补偿电路comp4是由M34~M38、Q7和R10构成以VBE7为基准自偏置的CTAT电流源，M32、M34和M35组成电流镜以实现PTAT偏置电流与CTAT电流求差，高温段分段线性补偿电流如图5所示。根据KCL可得：
式中，k2和β由M48、M50和M51的宽长比决定，因此通过调整管子的宽长比可以控制Icomp4的斜率。
高温补偿电路comp4工作过程如下：随着温度的升高，IM34减小IM33增大，当到达临界温度T时，M33管脱离线性区开始导通，此时具有正温度系数的IM33大于负温度系数的IM34，Icomp4大于零且具有斜率可控的正温度系数。高温补偿电路comp5～6采用和comp4相同电路架构，工作过程一致。
2.2 偏置电流产生电路与带隙基准核心电路
偏置电流产生电路如图6所示。其中M1~M4、Q1、Q2和R1构成PTAT偏置电流源，为带隙基准其他电路提供偏置电流。当偏置电流端Ibias输入一个1.5 mA的启动电流时电路开始启动，由于Q2和Q1管的并联数目为1:8，因此：
带隙基准核心电路采用传统带隙基准电压源形式，共分为基准电压产生电路和运算放大器电路。其中Q4:Q5的并联数目比为1:8，因此：
3 仿真结果与分析
本文提出的改进型分段线性补偿电路基于0.25 μm BCD工艺设计，采用HSPICE软件进行仿真，仿真结果如下。
图7为改进型分段线性补偿电流的温度特性曲线。可以看出，在-40 ℃~125 ℃温度范围内，分段补偿电路产生了7段不同斜率的电流，形成了一个近似开口向上的抛物线，进而对一阶基准电压进行精确曲率校正。
图8为温度补偿前和补偿后的基准电压温度特性曲线。在-40 ℃~125 ℃温度范围内，温度补偿前基准电压的波动值为2.488 mV，温度系数为17.45×10-6/℃。温度补偿后基准电压波动值为62 μV，温度系数为0.37×10-6/℃。补偿后基准电压温度系数有了较大改善。
图9为基准电压的线性调整率，供电电压VDD在2 V~5 V范围内变化时，VREF的波动范围为283 μV，线性调整率为0.094 mV/V。
图10是电源电压VDD=5 V时，在TT、SS、FF三种工艺角下的电源抑制比(PSRR)的仿真结果。可以看出在低频时三种工艺角中最坏情况下电源抑制比为-85.06 dB，具有较高的电源波动抑制能力。
为了更好地说明本文提出的带隙基准的性能，表1给出了该基准与其他文献中带隙基准设计性能比较。
4 结论
本文提出了一种带隙基准源分段线性补偿的改进方法，基于该分段线性补偿方法设计了一种高精度低温漂带隙基准源。仿真结果表明：在-40 ℃~125 ℃温度范围内，带隙基准源分段线性补偿前温度系数为17.45×10-6/℃，分段线性补偿后温度系数为0.37×10-6/℃。电源电压在2 V~5 V范围内，基准电压波动值为283 μV，线性调整率为0.094 mV/V，带隙基准电路在低频时的电源抑制比为-85.06 dB，满足低温漂、高精度、高可靠性的要求。
参考文献
[1] 青旭东，钟黎，王永禄.一种低温漂高电源抑制比带隙基准源的设计[J].电子技术应用，2018，44（1）：17-19.
[2] 王文建.一种高精度低温度系数带隙基准源[J].电子器件，2017，40（5）：1065-1067.
[3] 肖丹，吴婷茜.一种新型低功耗电流模式CMOS带隙基准设计[J].电子器件，2017，40(2)：285-290.
[4] 唐宇，冯全源.一种低温漂低功耗带隙基准的设计[J].电子元件与材料，2014，33(2)：30-33.
[5] 彭何，王军.0.13 ?滋m CMOS电流模式高精度基准源设计[J].电子技术应用，2017，43(5)：34-37.
[6] 张宗航，赵毅强，耿俊峰.一种二阶曲率补偿带隙基准电压源[J].微电子学与计算机，2012，29(5)：15-19.
作者信息：
李宏杰，李 立，王丹丹
（安阳工学院 电子信息与电气工程学院，河南 安阳455000）
