0 引言
现代工业生产中，异步电机作为重要的动力来源而得到了广泛的应用[1，2]。变频器作为电机主要的调速与软启动的设备也相应得到普遍的运用。电压型变频器带电机负载时，电机内部电感的无功能量会通过续流电流向母线回馈由并联电容吸收。电压型变频器都会在直流母线端直接并联大电容起到稳定母线电压的作用[3，4]，若并联的电容容值较小则不足以吸收电机回馈的能量产生泵升电压导致母线电压波动较大影响变频器的输出性能，然而大电容的存在增加了变频器的体积和成本。针对上述的问题本文设计了一种开关回馈电容拓扑结构的变频器，当电机负载向母线回馈能量时，使开关电容接入电路吸收回馈能量；没有能量回馈时，断开电容与母线的连接[5]。此种结构的变频器不仅可以减小并联电容的容值，而且能很好的吸收电机回馈的能量。并通过仿真来验证该拓扑结构变频器的可行性。
1 开关回馈电容变频器结构及工作原理
开关回馈电容变频器结构如图1所示，在直流母线两端直接并联一个电容Cd1，同时又并联一个串联有反并联二极管的功率开关管的电容Cd2。系统主要由整流电路、中间直流电路、逆变电路、检测电路及主控电路组成。
上述系统中，逆变电路利用SVPWM的方式进行控制。检测电路将采集到的母线电压及电流信号送入控制器中，控制器对采集到的信号进行处理发出相应的控制信号控制开关管VT7的开关状态。Cd1是一个容值较小的电容，起到在回馈能量时吸收电压尖峰脉冲的作用，而Cd1不足以完全吸收回馈的能量，此时母线仍会产生泵升电压；当母线电压Udc大于设置的阈值或者母线电流Idc小于0（电流方向与图中标示相反）时，控制器发出触发信号导通开关管VT7使电容Cd2接入电路中吸收负载回馈的能量；当Udc小于设置的阈值并且母线电流Idc大于0时控制器发出信号关断开关管VT7。可知电容Cd2只有当有能量回馈时才接入电路，避免了在没有能量回馈时直流电源对电容充电削弱其吸收回馈能量的能力。
2 电压型变频器续流电流流向分析
普通电压型变频器系统结构如图2所示[6]。
变频器逆变电路利用SVPWM的方式进行控制[7]，不考虑短路零电压矢量的作用，逆变电路任意时刻都有三只器件导通，但有哪些器件导通首先随时间而变，其次与负载的性质相关[8]。取可控器件导通数为KT，二极管导通数为KD。在KT=3，KD=0时，若此时逆变电路导通的器件为VT1、VT5、VT6，则电流流向为：直流源正极→VT1、VT5→负载→VT6→直流源负极。在KT=2，KD=1时，若导通的器件为VD1、VT5、VT6，则电流流向为：①负载→VD1→VT5→负载；②负载→C(-)→C(+)→VT5→负载。在KT=1，KD=2时，若此时导通的器件为VD1、VD2、VT6，则电流流向为：①负载→VD1→C(+)→C(-)→VD2→负载；②负载→VT6→VD2→负载。
变频器接电机负载时，电机每相的阻抗角随着转差率的改变而改变，导致电机的续流电流的流向也发生相应的改变，进而影响回馈能量的大小。下文将对电机回馈能量大小与转差率的关系进行分析。
3 回馈能量分析
忽略励磁电阻，异步电动机的T型等效电路如图3所示[9，10]。
3.1 电机定子电流求解
根据图3可求得定子侧总阻抗Zs的表达式为：
3.2 回馈能量计算
变频器带动电机在基于SVPWM的控制方式下，电机三相输出电压的基波分量近似为工频的正弦波；因此可以认为基波分量的作用效果与工频正弦电的作用效果相同。仅考虑基波分量的作用效果下，电机在工频三相正弦电源供电下每相相电压相电流波形如图4所示。
电机三相的瞬时功率为：
由图4可知，相电流与相电压始终保持着相位差
，所以电机每一相瞬时功率会出现负值的情况。当瞬时功率为正值时，电源向该相供电提供能量；当瞬时功率为负值时，电机的该相向电源反馈能量。图中所示阴影部分即为电机向电源反馈能量的阶段。
以电机A相为例对回馈能量进行计算，式(4)为电机A相瞬时功率的表达式，式中第二部分即为无功功率的瞬时值；根据图4及式(4)可求得电机A相单次回馈的能量如下：
由式(1)可知电机的功率因数角与转差率相关。根据表1的参数利用MATLAB可绘制
-s关系曲线如图5所示。
根据上述分析及式(7)可绘制出W-s关系曲线如图6所示。
从图6可知，当转差率s=0~0.035时，回馈能量的大小随着转差率的增大而减小；当转差率s=0.035~0.05时，回馈的能量随着转差率的增大而增大。可得电机在转差率s=0.035时，回馈能量最少，空载时回馈能量最多。
4 仿真及结果分析
4.1 系统模型搭建
为验证开关回馈电容拓扑结构变频器的性能，利用MATLAB/simulink搭建系统模型如图7所示。根据上述转差率与回馈能量的关系，本次仿真电机给定较小的负载转矩为TL=10 N·m。本文研究的重点为电机回馈能量的分析以及开关回馈电容拓扑结构变频器的性能，因此电容大小的选取在文中并没有做叙述而是直接给定。
4.2 结果分析
开关回馈电容变频器的仿真中电容Cd1的取值为50 μF，改变电容Cd2的取值，得到电机稳定运行时最大的直流母线电压值，如表1所示。
改变普通变频器并联电容C的容值，得到电机稳定运行时母线电压最大值，如表2所示。
通过表1、表2可知在开关电容变频器的结构下，母线并联总的电容大小为1 150 μF时，可以完全吸收电机回馈能量使母线的最大电压稳定在整流桥输出的最大电压538 V；而普通变频器在达到相同的作用效果时，需在母线两端并联1 900 μF的电容。综上可知，相同容值下开关回馈电容相较于与母线直接并联的电容可以更有效地吸收电机回馈的能量；在吸收相同回馈能量的条件下，开关回馈电容的容值可以更小。
5 结论
分析了电机在不同负载下运行时的回馈能量，得到转差率与电机单相单次回馈能量大小的关系曲线。通过仿真结果表明，开关回馈电容变频器在一定的控制方式下，可以有效地吸收电机回馈的能量，用较小的电容得到与普通变频器大电解电容相同的效果。在刚好完全吸收回馈能量使母线不产生泵升电压的前提下，开关回馈电容变频器母线并联电容容值可以减小为普通变频器的60.53%。不但减小了变频器的体积同时也降低变频器了成本。
参考文献
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作者信息：
段明亮，荣为青，孟彦京
(陕西科技大学 电气与信息工程学院，陕西 西安710021)
