设计应用

Buck变换器近远端反馈的仿真分析与应用

    中图分类号: TM461

    文献标识码: A

    DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.172198


    中文引用格式: 王武军,路广,李鹏翀,等. Buck变换器近远端反馈仿真分析与应用[J].电子技术应用,2018,44(2):120-123.

    英文引用格式: Wang Wujun,Lu Guang,Li Pengchong,et al. Simulate analysis of buck converter’s near-end and far-end feedback and its application[J]. Application of Electronic Technique,2018,44(2):120-123.

0 引言

    在高速超大规模集成电路中,负载具有工作电压较低、电流较大、各种工作状态相互转换时对应的电流变化率较高等特点[1]

    在实际电源中,常应用的降压型(Buck型)电压变换器,具有结构简单、转换效率高等优点。当出现输入电压变化、负载扰动等情况时,会引起负载端的电压波动,严重的结果是电路功能异常。为了维持负载两端电压的稳定,在供电模块中引入电压负反馈,通过反馈闭环控制占空比,实时调节电压变换器的输出电压[2]

    电压侦测的反馈位置靠近变换器输出端或负载端,对应近端和远端反馈两种模式。由于存在传输路径阻抗,不同反馈模式负载端的实际电压和动态响应也会不同。

    对于反馈模式的选择,此前采用经验的方法,依据电源转换方案和参数预估,选择Buck型变换器的反馈模式,这种方法没有综合考虑传输路径阻抗、芯片对供电电压容忍度等因素。

    本文通过对传输路径阻抗和芯片电压容忍度等因素进行分析,结合不同反馈模式下系统静态和动态响应的仿真结果,评价近端和远端反馈的效果,作为指导电路反馈模式选择的方法。

1 Buck型变换器的近远端反馈设计

1.1 Buck型变换器的原理

    Buck型变换器的基本原理如图1所示。PWM信号分别控制两个MOS管的开关,当MOS开关管VT1导通、VT2关断时,输入电压UI经过电感L,向电容C充电,同时也给负载RL供电;当MOS开关管VT1关断、VT2导通时,输入电压UI和输出电路断开,VT2导通续流,电路依靠存储在电感L和电容C中的能量向负载RL供电[3]

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    图1的电源监测采用电压负反馈模式,以达到稳定反馈位置电压的目的。反馈点电压UO经过电阻网络R1、R2分压,反馈到控制器IC的FB端。在控制器(IC)内部,误差放大器(EA)比较反馈电压和基准电压UREF,输出作用到PWM控制信号,调节VT1、VT2的导通时间,改变输出端电压,以补偿电压的波动,保证实际供电电压正常。在低电压、大电流的情况下,这种措施的效果更加显著[4]

1.2 近远端反馈方案设计

    采用Buck型变换器为负载供电,电压负反馈的反馈点不同,传输路径的阻抗RPCB会随路径长度变化,造成负载实际电压的差异。当反馈点选择在变换器输出端时,将反馈模式称为近端反馈,如图2所示;当反馈点选择在负载端时,将反馈模式称为远端反馈,如图3所示。下文对不同反馈方案的实际补偿效果进行分析。

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    在图2、图3中,为了简化负载电压的求解,采用集中参数电路模型代替分布参数模型[5],假设等效的串接阻抗RPCB=25 mΩ。而R1、R2的取值比较大(kΩ),造成反馈引线几乎没有电流流过[6]

    由误差放大器(EA)的“虚短”可知,B点的电压即为基准电压UREF=0.5 V。为保证负载RL两端电压为额定值,取R1,R2为1.5 kΩ和7.5 kΩ,则输出电压为:

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    由式(1)可知,UO的值为0.6 V,即输出点A对地的电压为0.6 V。

    为了衡量Buck变换器在负载变化时的性能,分析近远端反馈模式的静态响应和动态响应。

1.2.1 静态响应分析

    对于不同的静态负载电流IO,在图2中,RL两端的近端反馈电压UON为: 

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    在式(2)中,当输出电流IO从0 A增加到4 A时,UON由0.6 V减小到0.5 V。

    在图3中,RL两端的远端反馈电压UOF为:

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    在式(3)中,当IO从0 A增加到4 A时,UOF保持0.6 V不变。

    由式(2)、式(3)可知,由于RPCB的影响,近端反馈的负载电压会低于额定值;而远端反馈的负载电压则不受RPCB的影响,能够保持为额定电压。

1.2.2 动态响应分析

    动态响应输出电压的变化量ΔU用于评价Buck变换器的负载动态响应特性。动态响应和输出滤波电容的容量及等效串联电阻(ESR)、旁路电容、最大允许负载电流等有关[7]。此外,动态响应的ΔU还和电路中的反馈模式有关,在不同模式下,传输路径的阻抗对ΔU的影响需要考虑。

    在动态响应过程中,负载电流从Io阶跃到(Io+ΔI),维持时间为Δt,阶跃回到Io,则动态响应电压上冲(或下冲)的最大值ΔUo,根据下式[8]求得:

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    在式(4)中,RE为输出电容C的ESR值,UI为输入电压,UO为输出电压,L为输出电感,T是开关周期。

    对于近端反馈模式,动态响应电压波动的峰峰值ΔUN-P为:

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    在式(5)中,控制RPCB在一定范围内,以保证ΔIRPCB<2ΔUO,实际线路一般满足这个要求。

    对于远端反馈模式,动态响应电压波动的峰峰值ΔUF-P为:

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    由式(4)~式(6)可知,对于同一线路的不同反馈模式,由于传输路径阻抗RPCB的影响,近端反馈的ΔUN-P会比远端反馈的?驻UF-P小。

2 Buck型变换器近远端反馈的仿真

    以DDR4 DIMM供电为例,Buck变换器由控制器IR3897和外围元件组成,输入电压UI为12 V,输出电压UO为0.6 V,负载电流IO最大为4 A。电路原理图如图4所示,其中传输路径阻抗为RPCB

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    电路原理图对应的PCB图如图5所示,远端反馈的信号线连接到负载DDR4 DIMM socket的用电端,近端反馈的信号线连接到IR3897的输出端。

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    将电路的PCB文件导入仿真软件,设置限定条件和参数,仿真得到传输路径的阻抗RPCB为25 mΩ。

    针对电路的近端和远端反馈两种工作模式,使用工具软件仿真Buck变换器的静态响应和动态响应,依据仿真结果来评价近远端反馈的效果。

2.1 静态响应仿真

    对DDR4 DIMM线路进行静态响应仿真,将负载电流设置为三组不同的值,分别为最大负载电流的20%、50%和80%,静态响应结果如表1所示。

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    在表1中,当负载电流IO为0.8 A、2 A、4 A时,远端反馈的负载电压稳定在0.6 V,而近端反馈的负载电压则逐渐偏离额定电压,IO为4 A时,最大偏差量为86 mV,对应的负载电压调整率为14.3 %。

2.2 动态响应仿真

    对DDR4 DIMM线路进行动态响应仿真,在输出为阶跃电流时,电流变化范围为+1.06 A~+2.92 A,上升速率为4.3 A/μs,仿真的动态响应结果如图6所示。

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    图6中,当负载电流发生阶跃变化,对照近远端反馈负载电压的动态响应,近端反馈动态响应的峰峰值为102 mV,远端反馈动态响应的峰峰值为120 mV。

3 Buck型变换器近远端反馈的实验

    为了评价Buck变换器的近远端反馈的效果,选取服务器主板上为DDR4 DIMM供电的Buck方案,具体的电路原理图如图4所示,测试其在近远端反馈下的电压性能。测试实验中采用DDR4 VRTT Kit工具,其包含4块负载板,并联使用,模拟DDR4 DIMM实际的工作状况。通过负载仪对负载板进行拉载,以示波器监测在近远端反馈的条件下,Buck变换器输出电压的实时响应波形。

3.1 静态响应仿真

    对Buck变换器进行静态响应测试,负载仪拉动静态负载的变化范围为0 A~4 A,每个测试点对应的负载变化量为10%,负载电压随着负载电流的变化趋势如图7所示,其中实线代表近端反馈的负载电压变化曲线,虚线代表远端反馈的负载电压变化曲线。

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    由图7的实验结果可知,在负载电流变化的整个区间上,远端反馈的负载电压调整率小于0.1%;而近端反馈的负载电压调整率最大为18%。在测量静态响应时,传输路径的阻抗RPCB会造成电压降,而由于反馈位置不同,近端反馈的负载电压存在较大程度地偏离,远端反馈的负载电压则比较稳定。

3.2 动态拉载实验

    对Buck变换器进行动态响应测试,负载仪拉动动态负载的范围为-0.94 A~+0.92 A,上升速率为4.3 A/μs,负载电压的动态响应结果如图8所示。

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    在图8中,(a)、(b)分别为近端和远端反馈的动态响应,近端反馈动态响应的峰峰值为88.8 mV,远端反馈动态响应的峰峰值为104.8 mV。在测量动态响应时,由于存在传输路径阻抗,近端反馈电压波动的峰峰值会比远端反馈的小。

    对于Buck变换器近远端反馈的静态和动态响应,实验与仿真结果保有一致的变化趋势,验证了仿真分析的可行性。实验与仿真结果的偏差,主要来自于仿真的模型近似、实际传输路径阻抗的偏差、测试过程中引入的测试误差等因素。

4 结论

    本文在理论上推导出负载点静态电压、动态响应和传输路径阻抗的关系,提出仿真分析应用于Buck变换器反馈模式选择的思想。实际应将路径阻抗等因素纳入仿真模型,通过仿真得到静态响应和动态响应的分析结果,评价不同反馈模式的效果。最后通过实验验证仿真分析的可行性,为近远端反馈的选择提供了量化的仿真分析方法。

    运用此仿真分析方法,以仿真数据比对芯片的实际电压需求,在实际设计中指导近端反馈或远端反馈的方案选取。

参考文献

[1] 沈凯明.带前馈电容的第三类补偿反馈网络在开关电源中的作用[D].上海:复旦大学,2011.

[2] 姜明权.基于Buck变压器变压模式建模与仿真[D].大庆:东北石油大学,2015.

[3] 堵国樑,吴建辉,樊兆雯,等.模拟电子电路基础[M].北京:机械工业出版社,2014.

[4] Keith BILLINGS.开关电源手册[M].北京:人民邮电出版社,2006.

[5] 胡晓倩,杨菁,张莲.电阻分压器的集中参数电路模型及分析[J].重庆工学院学报(自然科学版),2008(7):96-98,116.

[6] Maniktala SANJAYA.开关电源故障诊断与排除[M].北京:人民邮电出版社,2011.

[7] 沙占友.开关电源设计入门与实例解析[M].北京:中国电力出版社,2009.

[8] 王凤岩.快速瞬态响应电压调节器控制方法的研究[D].成都:西南交通大学,2005.


作者信息

王武军,路  广,李鹏翀,贡  维,康  磊

(浪潮(北京)电子信息产业有限公司 浪潮高效能服务器和存储技术国家重点实验室,北京100086)



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