0 引言
随着物联网的发展，各网络节点的供电问题成为制约物联网进一步发展的关键问题之一。利用周围无线能量进行供电成为目前研究的热点。由于无线通信的迅猛发展，环境中存在着大量来源广泛且稳定的无线射频能量，如4G/LTE、GSM900/1800、3G/UMTS、WiFi等,但是采集到这些周围射频信号往往功率很低[1]，这便要求能量采集系统能拥有尽可能高的射频-直流(Radio Frequency-Direct Current，RF-DC)能量转换效率。
目前大多数研究都针对单一频率的射频信号进行采集。文献[2]、[3]提出了单个频段的能量采集，文献[2]采集了2.45 GHz的射频能量，通过引入缺陷地结构的低通滤波器，将整流产生的高次谐波限制在整流电路与低通滤波器之间来提高整流效率，在0 dBm的输入功率下RF-DC的效率为11%。文献[3]提出了一种工作在5.8 GHz的整流电路，较之文献[2]，其在整流电路和输出端之间多引入了一个输出直通滤波器来提升整流效率；当输入功率为0 dBm时，效率为11.66%。但是由于环境中的射频能量过于微弱，即使在较高的转换效率下，最后输出的电压也十分有限。为了增加最后输出的电压，文献[4]提出了900 MHz和2.4 GHz的双频段能量采集，但是采集频率在低频段处偏移到了400 MHz，而在目标设计频率900 MHz和2.4 GHz处，在15 dBm的输入功率下才达到RF-DC效率的最大值，仅为13%和16%。此外，目前空间的周围射频信号主要来自于各种无线通信系统，这些无线通信系统都是有一定的频带范围，且跳频工作，而目前的文献无论是单频段的采集还是双频段的采集，针对的均是单个频点，使得整个设计只能在较窄的频段范围内采集能量，并不符合采集实际信号的带宽要求。综上所述，周围射频能量采集电路应该在较低输入功率下获得尽可能高的能量转换效率，并具有一定的匹配带宽。
为此，本文设计了一款双频段的能量采集电路，对GSM1800和WiFi频段的信号进行采集，并通过增加短截线来拓宽采集的频段带宽，使得电路在较低的输入功率下，在设计的频段内均有较低的反射系数，实现良好的能量采集及转换。
1 理论分析与计算
周围环境射频能量采集系统主要由天线、匹配网络和整流电路等组成，其框图如图1所示。由天线来接收周围环境中的射频能量，经过匹配电路，将射频信号送入整流电路，转换为直流能量输出。天线与整流电路之间的匹配网络用来保证采集到的无线能量能尽可能多地输入到整流电路，匹配电路是整个无线采集系统的关键电路之一。
1.1 匹配网络的设计
本文针对GSM1800和WiFi信号，设计了一个双频段的匹配网络，工作频带为1.805 GHz～1.85 GHz和2.4 GHz～2.485 GHz。双频段匹配网络需要对两个频段的中心频率f1:1.83 GHz和f2:2.45 GHz分别进行匹配，本文通过T型的匹配网络来实现，如图2所示。
在频率f2点处，也必定满足：
利用上述原理，可以实现任意两个频率的阻抗匹配。在设计过程中，需要经过大量重复计算得到最适合的匹配参数，图3所示为两个任意阻抗匹配的流程图，按流程图步骤由计算机实现多次迭代，可以快速得到匹配参数。
在双频点匹配完成后，需要拓宽匹配电路的带宽，实现双频带宽带匹配。为了拓宽匹配的带宽，本文在匹配好的电路前面加入了一段开路短截线ZD和短路短截线ZE，如图4所示。
为了不破坏已经建立的匹配，则要求加入的这两段传输线满足：
其中，ZD和ZE分别为开路短截线和短路短截线的特征阻抗，θ1是这两段线在频率f1处的电长度。当式(6)成立时，开路短截线和短路短截线所引入的电纳就能相互抵消，对已经完成的匹配不产生影响。由图5可以看到，不加短截线的匹配网络匹配带宽较窄，而进行频带拓宽处理后，无论是匹配的带宽还是S11的数值，都有了明显的提升。
1.2 RF-DC整流电路的设计
在整流电路中，随着二极管个数的增加，输出电压会随之增加。但是在低输入功率整流中，由二极管带来的损耗显得尤为明显，会显著影响RF-DC效率。本文采用ADS软件，对不同二极管个数的整流电路RF-DC效率进行了仿真，仿真结果如图6所示。在能量采集系统所关心的输入功率范围内(即输入功率小于-20 dBm)，单个二极管的整流效率最高，两个二极管稍有下降，而4个二极管的效率有了大幅度的下降。因此，在权衡输出电压与RF-DC效率之间，本文选择了由两个二极管组成的单阶倍压整流电路，如图7所示，既保证了可观的输出电压，又保持了较高的RF-DC整流效率。
2 电路加工测量结果
根据以上结果，本文利用ADS对匹配整流电路进行了版图仿真，整流二极管采用SMS-7630，并选取了介电常数为4.4、损耗角为0.02的FR4作为介质板，厚度为0.6 mm。利用C#程序计算得到了T型匹配网络的6个参数：ZA=81.2，ZB=1.85，ZC=56.8，θA=77.1°，θB=77.1°，θC=10.28°。
但ZB的值仅为1.85，这会导致实际加工中这段线非常粗。为了减小整块电路的体积，本文将ZB从短路短截线改为开路短截线，并将θB扩大一倍，这样便保持了这段线提供的电纳值不变。而在实际电路中又将这段开路短截线分割成两段，特征阻抗变为原来的两倍，分别置于电路的上下两侧，这样便进一步缩小了整个电路的体积，整个电路的版图如图8所示，并对图8所示的版图进行了版图优化。
经过版图优化，本文对电路进行了加工测量，实物图如图9所示，整个电路的尺寸为60 mm×86 mm，电路的尺寸较之单频段采集电路要大许多，但是较之文献[6]、[7]双频整流电路来说却要减小许多，因为这些电路多采用多路并联，每一路需要对单独的频率进行整流与匹配，再将输出电压相加。
2.1 电路反射系数测量
本文利用矢量网络分析仪对实物的匹配效果进行了测量，测量结果如图10所示。在输入功率为-20 dBm的情况下，最佳匹配点分别为1.86 GHz和2.45 GHz，对应的反射系数分别为-22.2 dB和-12.2 dB。在GSM1800频段和WiFi频段处-10 dB带宽分别为52 MHz和70 MHz，相比于图4所示未加短截线的带宽有了很大提升，验证了通过引入短截线来拓展匹配带宽的方法是有效的。仿真结果与测量结果稍有偏差，在GSM1800频段处较为明显，这是由于在ADS仿真过程中没有考虑到焊接以及产生的寄生参数，以及加工过程中包括介质板参数产生的一些误差。尽管如此，在原设计的频率点1.84 GHz处，S11的值为-10.5 dB，可以达到能量采集的要求。
2.2 电路RF-DC效率测量
电路的RF-DC整流效率为：
式中POUT和PIN分别是电路的输出功率和输入功率，RL是电路的负载，电路中的值为5.1 kΩ，VO是负载两端的电压。使用Agilent E8267D矢量信号发生器作为射频源，发射信号频率为1.84 GHz和2.45 GHz的连续波，负载两端的电压用万用表测量。整流电路输出电压和RF-DC效率随输入功率的变化曲线如图11所示。图中比较了在单频和双频输入下，输出电压和RF-DC效率随着输入功率的变化曲线。在0 dBm的单频输入功率下，该电路在1.84 GHz和2.45 GHz处分别取得5.12%和9.97%的RF-DC效率，负载两端的输出电压分别为0.51 V和0.71 V，电路在1.84 GHz处的效率不及2.45 GHz处，这是因为前者的S11要略差于后者；在0 dBm的双频输入功率下，能量采集电路的效率达到了14.9%，输出电压为0.87 V。从对比的结果可以发现，双频的输出电压和RF-DC效率较之单频的结果有了大幅的提升。这说明通过增加能量采集的频段数来提升能量转换效率是行之有效的。
3 结论
本文针对周围环境的射频能量采集，设计了一个双频段宽带匹配电路，并最终实现了一个双频段能量采集电路。在理论分析的基础上，对电路进行了仿真与测量，测量结果与仿真基本一致，同时也证明了双频段能量采集可提高能量采集电路的效率，相比于单频段能量采集电路，具有明显优势。
参考文献
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[7] SUN H.An enhanced rectenna using differentially-fed rectifier for wireless power transmission[J].IEEE Antennas & Wireless Propagation Letters，2016，15：32-35.
作者信息:
徐力翔1，游 彬1，华富春2
（1.杭州电子科技大学 电子信息学院，浙江 杭州 310018；2.兰州市西固区教育局，甘肃 兰州730000）
