设计应用

恒流输出模式下LCC谐振变换器的特性与设计

0 引言

    为提高效率,中大功率LED照明驱动电源应选择具有软开关特性的谐振拓扑,如LLC谐振变换器[1]LCC谐振变换器等。但LLC谐振变换器恒流特性差,导致不同输出功率的LED驱动电源必须单独设计,而LCC谐振变换器具有良好的恒流特性,在输出电流保持恒定情况下,输出电压可在很宽的范围内变化。选择LCC谐振变换器作为中大功率LED照明驱动电源的拓扑不仅可提高不同功率LED驱动电源的通用性,也降低了生产成本和开发周期。

    目前LCC拓扑在高压大功率场合应用比较成熟[2-3],在中大功率LED照明驱动电源中的应用仅处于起步阶段,电源工程师也未找到直观有效的设计方法,被迫凭经验反复更换谐振元件参数,甚至变压器绕组匝数,以期达到较理想的效果。文献[3]-[5]给出的近似设计方法是通过取变压器初级侧电压和电流一次谐波分量得到谐振变换器的交流等效电路,以滞后角和导通角来确定谐振腔参数。但这种方式的公式推导复杂,设计过程不够直观,实验结果表明效率也不高。本文在分析LCC谐振变换器瞬态工作过程中发现当并联谐振电容Cp容量远小于串联谐振电容Cr时,变压器初级绕组Np端电压up仍近似为方波。从而采用FHA分析法来获取电流增益曲线,并利用电流增益曲线确定合适的工作区域和变换器参数的方法是有效的。

1 半桥LCC谐振变换器工作原理分析

    半桥LCC谐振变换器原理电路如图1所示。图2为LCC谐振网络等效电路图。

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    图1中A点输入电压为幅值为Uin、占空比接近0.5的方波电压,其一次谐波为:

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    变压器初级侧等效交流阻抗为:

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    LCC谐振变换器的理想工作波形如图3所示,工作过程定性描述如下:

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    在t0时刻前,Q1、Q2均处于截止状态,在t0时刻Q1导通,谐振腔回路的电流iP并未回零,其通过Q1向Uin放电,此时变压器初级绕组NP感应电压“上负下正”,并联谐振电容CP端电压uP被钳位在-n(UO+VD)。图4~图7中COSS1、COSS1为Q1、Q2源漏极间寄生电容。

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    到t1时刻,谐振回路电流iP回零,并开始反向增加,此时并联谐振电容CP开始放电,初级绕组端电压uP增加,但在t1~t2时间段,uP小于n(UO+VD),次级整流二极管D3、D4均处于截止状态。

    到t2时刻,并联谐振电容CP两端电压uP增至n(UO+VD),次级整流二极管D3开始导通。在t2~t3时间段,初级绕组NP两端电压被箝位至n(UO+VD)。

    在t3时刻,Q1管关断,Q1寄生电容COSS1开始充电,Q2寄生电容COSS2开始放电,A点电位下降。当A点电位下降到0时,Q2管并未导通,COSS2被反向充电,两端电压上升,迫使体二极管D2导通,Q2源漏极两端电压被箝位为VD2-TH,这为Q2的零电压开通做准备。

    在t4时刻,Q2的VGS2为高电平,由于Q2的VDS约等于0(忽略Q2体二极管导通电压),MOS管实现零电压开通,Q2处于反向导通状态。从t4时刻开始,谐振变换器开始另一半周期的工作,工作情况类似于上半周期。

2 LCC谐振网络电压增益与电流增益

    由LCC工作原理的分析可知,因并联谐振电容CP的存在,初级绕组端电压uP不是占空比接近50%的方波,且变压器初级绕组NP电流iNP连续性差,偏离了标准正弦波形态。但实践表明:运用FHA分析法获得的LCC变换器设计参数依然有效(忽略变压器折算到初级的分布电容[3])。显然LCC谐振网络存在两个谐振频率,其中Lr、Cr串联支路谐振频率为:

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2.1 电压增益曲线

    LCC谐振网络输出电压uP1与输入电压uA1之比定义为电压增益MU,电压增益的模为:

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    其中,电容比m=CP/Cr,归一化频率X=fSW/fr,品质因素Q=ωrLr/Rac

    显然,当归一化频率X=1时,电压增益|MU|Xr=1,与负载轻重(Q值大小)无关。电容比m=0.1时,电压增益|MU|随归一化频率X变化趋势如图8所示。

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    LCC谐振变换器处于恒压输出模式(Uin,UO保持不变)时,负载越重,品质因素Q也就越大。

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    从图8可知,在负载发生变化时,电压增益不变,其工作频率fSW变化范围很大,因此LCC谐振变换器很少用在恒压输出模式中。

2.2 电流增益曲线

    如图2所示,流过谐振网络等效负载Rac电流iNP与输入电压uA1之比定义为电流增益MI,电流增益的模为:

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与负载轻重无关。当感抗ωrLr=115.7 Ω、电容比m=0.1时,电流增益|MI|随归一化频率X变化趋势如图9所示。

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    LCC谐振变换器处于恒流输出模式(Uin,IO保持不变)时,由Q值表达式(6)可知:当重载时,UO大,品质因数Q小。在负载变化过程中,电流增益不变,其工作频率fSW变化范围小,因此LCC谐振变换器适合用在恒流输出模式中。

3 半桥LCC谐振变换器恒流输出模式参数设计

    在LCC变换器恒流输出模式设计中,已知条件是:输入电压Uin的范围、输出电流IO的大小、输出电压UO的范围、期望工作的最小工作频率fSW-min。待确定参数有:串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cr、并联谐振电容CP、变压器匝比n等。

3.1 LCC谐振变换器工作区域的选择

    由图2等效电路可知谐振网络的输入阻抗为:

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    结合式(7),可以得出谐振网络的容性与感性的分界线,如图9所示,曲线左边谐振网络呈容性,右边呈感性。

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    可见当已知输入、输出与最小开关频率后,并联谐振电容CP由|MI|min确定,与电容比m无关。

    由以上分析可知,需要在效率和频率变化范围之间取折中,使得变换器效率更高而频率变化范围不至于太大。当输入输出条件确定后,电流增益|MI|min也就确定了,为了减小CP的大小,必须降低电流增益曲线固有谐振频率所对应的电流增益dy3-gs12-s1.gif设比例系数:

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    为了限制变换器工作的频率变化范围,K值一般取值1.5~3.5之间。最终选择的工作区域如图9阴影部分所示。

3.2 确定|MU|max及变压器匝比n

    为保证在输入电压最小、输出功率最大(电压增益曲线中Q最大)的情况下,输出电压UO能达到期望的额定电压,必须保证重载下电压增益:

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3.3 初步确定电容比m

    在确定了K值和匝比n的情况下,由Cr=CP/m可知:电容比m决定了Cr的大小,m值越大,Cr越小,Lr越大,变换器效率降低,频率变化范围越小。LCC在恒流输出模式下,电容比m一般取0.01~0.05之间。

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    由式(8)、式(15)可得Lr在串联谐振频率fr处对应的感抗ωrLr

3.5 计算最小品质因数Qmin

    确定变压器匝比n、感抗ωrLr后,LCC网络交流等效电阻Rac由式(2)可以求出。

    满载下最小品质因数Qmin为:

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3.6 计算串联谐振频率fr与谐振腔参数

    根据给定期望工作的最小工作频率fSW_min,可以确定串联谐振频率为:

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4 实验结果分析

    为了验证理论的分析和参数计算方法的正确性,试制了一台96 W的样机,通过对其电气参数的测试,得到了以下结果。

4.1 工作区域正确性的验证

    样机设计中,已知条件是:输入电压Uin范围360~410 V,额定输入电压395 V;输出电流IO=2 A,输出电压UO的范围16~48 V;期望工作的最小工作频率fSW_min=60 kHz;电容比m=0.02,电流增益比K=2.5。

    通过前面的参数分析计算得到:当最大电压增益|MU|max=0.9时,匝比n=3.33,Lr=488 μH,Cr=50 nF,CP=1 nF,其他具体参数如图10参数对照图所示。

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    图11是变换器开关频率及效率随负载变化关系图。

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    由图10及图11可知,变换器输出电压在16~48 V间变化时,变换器实际工作频率与理论计算值存在3~6 kHz的误差,原因是分析计算过程中忽略了变压器折算到初级的分布电容。

    图12为LCC谐振变换器各节点波形图。

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4.2 电容比m大小对变换器的影响

    在第4.1节描述的输入输出及K=2.5条件下,在不同电容比m下,得到如表1所示的谐振腔参数、满载效率及频率变化范围关系。

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    由表1可以看出,随着电容比m的增大,LCC谐振变换器的效率有所降低,其原因是CP和Lr的增大。CP的增大,使谐振腔电流有效值IP-rms增大了;Lr的增大使电感线圈匝数增多,铜损增加。

4.3 K值大小对变换器的影响

    在第4.1节描述的输入输出及m=0.02条件下,在不同K值下,得到如表2所示的谐振腔参数、满载效率及频率变化范围关系。

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    由表2可知,随着K值取值的减小,频率的变化范围也减小。若K值取得太小,CP增大,变换器效率降低;若K值取得太大,Lr电感感量增大,会增加电感的匝数和体积,从而引起损耗增加,效率同样降低。在实际应用中需要根据实际情况调整K值的大小。

5 结论

    由于LCC谐振网络需要工作在感性区,那么由Lr、Cr组成的串联谐振网络需呈感性,所以Lr感量较LLC大,损耗也更大,因此LCC效率较同等功率的LLC要略低;由LCC电路结构决定的CP并联在变压器初级绕组两端,因而变压器不能使用磁集成变压器。

    LCC谐振变换器由于恒流特性好、工作频率随负载变化范围小、效率高等优点,在中大功率LED恒流驱动领域具有广泛的应用前景。

参考文献

[1] 潘永雄.开关电源技术[M].西安:西安电子科技大学出版社,2016.

[2] 罗廷芳,孟志强.LCC串并联谐振充电高压脉冲电源设计[J].电子技术应用,2010,36(9):80-82,85.

[3] 夏冰,阮新波,陈武.高压大功率场合LCC谐振变换器的分析与设计[J].电工技术学报,2009,24(5):60-66.

[4] CAVALCANTE F D S,KOLAR J W.Design of a 5 kW high output voltage series-parallel resonant DC-DC converter[C].Power Electronics Specialist Conference,2003.PESC′03.2003 IEEE.IEEE,2003,4:1807-1814.

[5] 张治国,谢运祥,袁兆梅,等.一种高频变换器的近似分析方法[J].电机与控制学报,2011,15(7):44-49.



作者信息:

李  勇,潘永雄,陈林海,蔡炳利

(广东工业大学 物理与光电工程学院,广东 广州510006)

LED驱动电源 LCC谐振变换器 恒流输出